定。第二个区域始于距时钟中心频率1/2所需信道带宽处，并在一个方向上终止于
数据转换器编码逻辑的带宽处，在另一个方向则终止于直流，既包括内部极限又包括外部极限。变压器等器件有时会限制这一范围。在大多数情况下，在一些宽动态范围的转换器上，编码电路的带宽可扩展到数百兆赫，甚至进入上吉赫范围。
编码电路传递在采样期间与所需模拟输入进行卷积的频谱，从而使时钟的频谱形状出现在模拟信号上（图3和图4）。但是，由于ADC 也是一个被采样的系统，采样时钟的宽带噪声也会在有关频带内混叠。这种情况使进入编码端口的所有宽带噪声都在奈奎斯特频带内混叠。这种现象反过来又导致严重的噪声积累和SNR降低。
所有的宽带噪声都在奈奎斯特频谱内混叠，造成噪声能量积累并有可能增加到超过相邻
相位噪声的能量。如果编码带宽为750 MHz，则来自这一带宽的噪声就与61.44M采样/秒的时钟混叠24次以上。其结果就是宽带抖动的噪声频谱密度（NSD）提高了差不多14 dB。在很低的模拟信号频率下，量化噪声和热噪声对NSD也起决定作用。
相反，相邻噪声（有关信号的带宽）肯定不会混叠，因此只起一次作用。其意义在于，尽管一个快速转换脉冲沿对于精确的时钟脉冲沿定位十分重要，但是限制时钟上的宽带噪声总量对于最大限度提高转换器性能也同样重要，因此常常要在两者之间进行巧妙的平衡。
对于抖动成为问题的中频采样系统来说，只有抖动对信噪比（SNR）产生限制（公式7）：
公式7可以用来确定时钟抖动的要求（公式8）：
经常讨论到的相邻噪声通常是1/f噪声。该噪声距时钟信号的中心频率最近，并随偏移频率上升而迅速衰减。ADC采样的卷积过程只是将这一效应反映在输出上。因此，就其对有关信号的相位误差和回馈所需信道的相邻信道和替代信道的相互混频两方面的影响而言，1/f时钟噪声是有极其重要影响的。一旦1/f噪声达到基底噪声电平，重点就变为落在频带内的宽带热噪声上。如果1/f噪声令人满意地满足相互混频的要求，则关注的焦点可能是宽带热噪声。你可确定时钟源的宽带极限，并可用传统的时钟抖动公式求出（见附文《频谱密度需要分析》）
相位噪声和抖动
相位噪声与抖动之间存在直接的关系（参考文献2）。在处理数据转换器时，宽带噪声是最重要的因素。尽管并非总是如此，但这种假设出现在一个说明典型石英时钟振荡器宽带噪声特性的简单的例子中（图5）。这种计算方法忽略了1/fn相邻噪声。
虽然这些数据对于整个系统来说很重要，但是它们对ADC的噪声性能却不大重要，而对于误差矢量的幅度和相互混频则比较重要。因此，你应该对它们分别予以考虑。为了确定抖动，第一步就是确定总噪声功率，方法是在带宽（本例为10 kHz偏移到350 MHz）内对噪声求积分。由于10kHz远低于350MHz，所以10KHz这一下限对宽带白噪声的计算结果几乎没有影响。
对数域的积分就是简单的加法运算。公式9给出总噪声功率：
下一个目标就是确定以观测到的相位噪声功率为基础的调制角度。分析工作有时候可能很简单，有时候又可能很复杂。（见附文《确定相位和抖动》）
虽然你可以通过宽带信噪比和噪声频谱密度来确定宽带抖动，但相邻噪声却有所不同。相邻相位噪声最好是根据相互混频来确定，因为所需的弱信号附近有一个较强信号时才发生相互混频。如果时钟或本振的相位噪声与干扰信号混合，就会增大所需信号的基底噪声。如果相位噪声足够大，就会淹没所需的弱信号，造成该信号的丢失。
图6示出了不同信号的相对频谱密度。请注意时钟信号的裙式形状。当你使用该时钟来采样模拟输入信号时，这种裙就会卷积到你正转换的所有模拟输入信号上（图7）。卷积的结果就是这些信号都具有这种普遍的形状。附近的强信号此时就会淹没所需的弱信号，从而无法进一步处理这一信号。
由于应用系统要求各异，你就无法确定相邻相位噪声的一般要求。然而，一旦有了典型信号的间隔和电平标准，相位噪声要求就可以确定。例如，根据GSM要求，你就可以按照规定的最小灵敏度来评估技术规范（表1）。这些技术规范满足4 dB的总噪声系数，并要求时钟源的天线参考相位噪声比有效噪声频谱密度低6dB。在很多情况下，典型接收机的参考灵敏度要比所需的最小值好得多。此外，你对信号采样或混频之前使用的任何选择性在大多数情况下都会一分贝一分贝地减缓这一要求。
同样你可以确定CDMA2000的这些要求（表2）。由于CDMA2000是一种宽带标准，所以假定相位噪声的频谱密度在最靠近角落处满足条件并在信道带宽范围内有所改善。这些假设确保信道的任何部分不会受到任何干扰，否则就会丧失分布式通信信道的好处。因此，本例假定相位噪声的作用为-174 dBm/Hz，即热噪声的极限值。
参考文献
1，Brad Brannon, "