我们将采用图 10.26 中的 Tina SPICE 电路，对我们的稳定电路进行最后的检验——瞬态稳定性测试。
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图 10.26 最终瞬态稳定性测试电路：发射极跟随器
图 10.27 中最终电路瞬态稳定性的测试结果符合我们其他所有的推算结果，从而研制出一款性能优良、运行稳定的电路。而且，我们可以信心十足的将这种电路投入量产，因为它不会发生故障或在实际运行中出现异常。
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图 10.27 最终瞬态稳定性测试：发射极跟随器
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图 10.28 最终 Vout/Vin 传输函数电路：发射极跟随器
通过图 10.28 中的 Tina SPICE 电路，可验证我们对 Vout/Vin 的推算是否正确。
从图 10.29 中，我们可以看出，Vout/Vin 的测试结果与我们推算的一阶分析结果一致，具体表现为：当频率为 625.53Hz 时，单极点开始下降。而且，当频率约为 200kHz（此时，FB#2 与 OPA177 Aol 曲线相交）时，出现第二个极点。
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图 10.29 最终 Vout/Vin传输函数：发射极跟随器
图 10.30 总结了一种易于使用的渐进式程序。这种程序轻松地将具有双通道反馈的 RISO 电容性负载稳定性技术应用于双极发射极跟随器输出运算放大器上。
1)测量运算放大器的 Aol
2)测量运算放大器的 Zo，并在图上绘制出其曲线
3)确定 RO
4)创建 Zo 的外部模型
5)计算 FB#1 低频 1/b：对单位增益电压缓冲器而言，该值为 1
6)将 FB#2 高频 1/b 设置为比 FB#1 低频 1/b 高 +10dB（为获得最佳的 Vout/Vin 瞬态响应并实现环路增益带宽内相移量最少）
7)从 FB#2 高频 1/b中选择 Riso 以及 RO
8)从 CL、Riso、 RO 中，计算 FB#1 1/b fzx
9)设置 FB#2 1/b fza = 1/10 fzx
10)选择具有实际值的 RF 和 CF，以产生 fza
11)采用 Aol、1/b、环路增益、Vout/Vin 以及瞬态分析的最终值，运行仿真以验证设计的可行性
12)核实环路增益相移的下降不得超过
135 度（>45 度相位裕度）
13)针对低噪声应用而言：检查 Vout/Vin 扁平响应，以避免增益骤增Vout/Vin 中的噪声陡升
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图 10.30 具有双通道反馈的 RISO 补偿程序：发射极跟随器
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图 10.31 双通道反馈和 BIG NOT
当运算放大器采用双通道反馈回路时，有一种异常重要的情况需要避免，那就是“BIG NOT”。如图 10.31 所示，存在能够产生反馈回路的运算放大器电路（反馈回路导致了 BIG NOT），这可从包括有效 1/β 斜坡（从 +20db/decade 骤变为 –20dB/decade）的最终 1/β 曲线中看出。这种快速变化意味着在 1/β 曲线中存在复共扼极点，因此，也意味着在环路增益曲线中存在复共扼零点。当处于复合零点/复合极点的频率时，复合零点和极点产生了 ±90 度的相移。同时，在复合零点/复合极点附近的相位斜坡在频率发生位置的窄频带，可在 ±90 度至 ±180 度之间变化。出现复合零点/复合极点将在闭环运算放大器响应中导致增益的骤增。这种现象会造成负面的影响，尤其是对于功率运算放大器电路而言，更是如此。
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图 10.32 以图表的形式创建 BIG NOT