3 电路参数的设计与计算公式
主电路拓扑如图1 所示，它的箝位电容电压为：Vc1=DVin/(1-D)，箝位电容的耐压要大于此值，容量只要足够大即可保证电路的正常工作，在制作中，选用的箝位电容容量为47μF。控制芯片选用UC3823N实现PWM控制，控制芯片检测开关电流加上斜波信号（由PWM输出信号14脚生产）送至芯片的电流端（7脚）；电压信号经取样电阻分压和误差放大器补偿产生一输出信号（3脚），此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWM,再由脉冲变压器隔离和原边驱动器UC1707产生两列互补驱动且死区可调的脉冲驱动变换器的主管S1和箝位管S2。合适的参数设计，尤其是电压补偿器及斜波补偿的选择将使系统稳定可靠地工作。
经理论分析及实践，在设计有源箝位同步整流正激变换器时，需要计算各种参数，在实践过程中，总结了一套如何设计变换器的公式，以下给出这些公式，以便于参考。另外还要注意，用公式计算出来的值还要留出适当的裕度，以保证电源的可靠性。
（1）变压器的初级匝数N1
N1=U·D·104/f·△Bm·Ac
其中U为输入电压；D为占空比； f为开关频率；△Bm为磁感应增量；Ac为磁芯的有效面积。
（2）变压器的次级匝数N2
N2=N1·Vo/D
其中Vo为输出电压。
（3）初级电感量Lpri
m的确定
初级电感量Lprim由下式决定
Lprim=uo·ua·N12·Ae/le
式中，uo为真空磁导率；ua是振幅磁导率；N1是初级绕组匝数；Ae是磁芯的有效截面积；le是有效磁路长度。
（4）输出电压
Vo=D·Vin·N1/N2
（5）输出电感L和电容C的计算
L=2.5R/f
取IL（peak）=1.1Io
C=△IL/8f△Vo
ESR(max)=△Vo/△IL
其中 △IL=0.2Io
（6）导线的参数
导线的截面积与线径d
Sm=Ii/J
di=1.13Sm1/2
其中Ii为各绕组电流有效值（A）；J为电流密度，它是根据铜损计算出来的，根据工程实践经验，导线的电流密度在自然风冷时选择2-4（A/mm2）,而在强制风冷时选择3-5(A/mm2),其值是适宜的。
计算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时，应尽可能采用多股导线并绕。当用n股导线并绕时，每股导线的直经din按下列公式计算：
din=di/n1/2
铜线的趋肤深度△有以下经验公式：
△=66.1/f1/2
用上述公式计算△后，与di相比较，在di大于2△时，应采用多股导线并绕，n的大小以din不大于2△为好。
4 同步整流技术存在的问题及解决方案
同步整流技术的基础是应用MOSFET替代二极管整流器，但MOSFET如用为开关具用双向导通的特性。这一特性使得含有同步整流技术的变换器，在使用中产生了下述问题。
4.1 应用同步整流的变换器并联运行的问题
同步整流技术一般应用在低压大电流情况下，因而往往将多个具有同步整流技术的变换器并联使用，当并联的两个变换器输出电压不同，且差值达到一定值时，输出电压低的变换器的输出电流将反向，输出电压高的变换器就既给负载提供电流又为输出电压低的变换器提供电流，从而加大输出电压高的变换器负荷，结果没有达到并联增大负载电流的目的。另外还有自振荡问题，这将导致MOSFET的电压应力增加，给变换器输出带来谐波干扰。对这个问题，我们给电源设计了电压调整端，输出电压在一定范围内连续可调，如用户需要并联运行，只需将电压精准地调整一致即可。
4.2 效率问题
在轻载条件下，使用二极管整流器的变换器会进入电流不连续工件模式（DCM），但对于使用了同步整流技术的变换器，由于MOSFET的双向导通性，使得负载电流继续反向流过输出电感，并形成环路电流，造成了多余的损耗，限制了变换器在轻载条件下实现高效率。另外，当输入电压变化时，效率也会发生较大的变化。这些都是变换器工作在不同的模式，造成了能流回馈。这些问题在文献 7中有详细的论述及解决方案。
5 实验结果
应用以上分析的电路拓扑及电路参数设计了一台二次电源模块，样机的参数如下：输入电压48V（36-72V），输出电压/电流为2.1/40A，开关频率为250KHz，变压器磁芯选用EC28铁氧体，主开关管S1及箝位管S2选用IRF640，同步整流管选用IRL3803S，其通态电阻Rds仅为6mΩ。在输入电压为48V时，满载效率为85％。经小批量生产及电路参数的微调，产品的各方面性能均达到要求，现已开始批量生产。