发射极开关(Emitter Switching)研究的目的是在开关损耗和传导损耗之间找到最佳平衡点(主要是高压应用)。发射极开关的主要结构包括一个高压功率双极晶体管以及驱动这个双极管的低压功率MOSFET晶体管。这两个晶体管串联在一起，如图1所示。这个结构需要两个电源：第一个电源给功率双极晶体管的基极供应电流，第二个电源供给功率MOSFET的栅极。虽然功率双极晶体管的基极不需要适当的驱动电路，但是使功率双极晶体管饱和还需要给基极施加适当的偏压，所以主要的传导损耗是VCE(sat)损耗与功率双极晶体管输入损耗之和。
如果关闭功率MOSFET晶体管的电源，泄漏电流会立即降至零，这样输出电流就会通过晶体管的基极将电流通路改为接地，这个过程持续到所有少数载流子全都移出这个区域而且双极晶体管结构自动关断为止。这个关断特性导致基极内贮存的电荷被快速移除，从而降低了贮存时间，最重要的是，这种结构基本上没有双极晶体管固有的尾电流特性。这种配置通过提高二次侧抗击穿电压的能力，扩大了反向工作区的安全极限。事实上，因为发射极是开路，在发射极下几乎不存在电流阻塞现象(电流阻塞可能会导致热点)。
ESBT(发射极开关双极晶体管)产品首次问世是采用混合结构，特殊定制的功率双极晶体管组装在一个专门设计的4引脚封装内，连接采用的是混合串联的配置结构。把一个低压功率MOSFET晶体管集成在这个单片电路结构内是ESBT设计中的一大挑战，特别是把功率MOSFET晶体管集成在双极晶体管模块的发射极区域，而产生一种夹层结构就更加困难。虽然整个开关是两个晶体管串联在一起构成的，但是因为所采用的解决方案，硅面积只与双极晶体管(BJT)的大小有关。
如图2所示，发射极和基极区分别使用了两个埋层。事实上，因为BJT晶体管的发射极恰好与低压功率MOSFET晶体管的漏极位于同一区域，要想BJT实现所需的电流能力和增益，要想功率MOSFET晶体管实现所需的击穿电压，就必须对埋层进行合理选择。因此在高阻率的埋层上扩散一个DMOS结构，覆盖高度掺杂的发射极区域(N-BL)。从扩散层和沉积层角度看，即便DMOS结构的布局与双极晶体管的发射极几何形状匹配，DMOS结构也与一个标准低压功率MOSET晶体管的结构十分类似。最后，把基极触点放置在扩散层上，深度需达到基极埋层(P-BL)。需要指出的是，基极触点下面的P阱区与集成的DMOS共同构成一个多余的横向寄生绝缘栅双极晶体管IGBT。事实上，因为发射极开关配置的特性(基极总是被施加一个恒压)，这个IGBT总是导通状态，因此，大大降低了ESBT的电流处理性能。为了防止这种有害现象，需要增加一个掺杂度、尺寸和距DMOS距离适中的深阱。
准谐振反激式拓扑和用ESBT实现的应用
在高端工业应用领域取得成功后，我们将ESBT的研发重点转向低端应用，如笔记本电脑适配器、打印机电源和液晶电视的开关电源。采用反激式变换器在QR(准谐振模式下)工作是提高能效的最主要和最简单的方法之一。QR反激式转换器是变频式标准反激式转换器。采用这种拓扑有几个优点：QR方法利用本来有害的寄生漏电容产生一个将开关的导通损耗降至最低限度的零压条件。
变频操作是这种功能固有的。主要优点与传导的EMI有关。简单地说，QR反激式结构的工作原理是进行所谓的谷值开关，即在磁芯退磁后发生谐振期间内在最低电压下导通。根据方程式Eon= CV2计算导通损耗，其V是导通电压，C是寄生电容。最好是开关在零压下导通。只要选择反激电压等于输入电压即可实现零压开关。然而这种配置会给芯片带来很大的电压应力，对于一个正常的离线转换器，在变压器正常泄漏电感条件下，这个电压可达到1200V(如果没有箝位电路)。无论额定电压和电流如何，ESBT的电压降都很低，而且开关性能十分优异，所以ESBT是成本效益最高的转换器解决方案。
我们对一个180W、19V单输出适配器进行了重新设计，把主开关的600W功率MOSFET晶体管改成1200V的ESBT晶体管，并去除了原设计中的箝位网络。功率MOSFET电压应力远远高于额定击穿电压，因此可能会产生雪崩和不安全的工作状况。选择600V击穿电压是因为需要极低的RDS(on)(高能效)。为了证明使用ESBT后能够达到更高的性能和安全性，我们去除了箝位网络，并增加了基极驱动网络。在这种情况下，因为峰压是900V，所以一个1200V的ESBT就够用了。在正常工作条件下，ESBT的外壳温度达到48℃。测试结果证明低VCE(sat)和高速开关性能将功耗降低6W，把总能效提高3%。
进一步改进方案
经过重新设计变压器，提高反激电压，可以进一步改进设计。在后一个案例中，使用一个1.5kV的ESBT，功