锁相环电路(PLL)、模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)、医疗设备和图像传感器等电路对于电源噪声非常敏感，需要低噪声供电。大多数应用中，利用低压差稳压器(LDO)作为噪声滤波电路。目前市场上大多数LDO的输出噪声非常低，但上述应用对噪声的要求可能比LDO输出更低。本文讨论了三种降低输出电压噪声的电路，其中两种电路采用滤波方式滤除噪声，而第三种电路则采用前馈技术。
利用滤波器降低输出噪声
以MAX1857 LDO为例，输出噪声电平不低于2000 nV/√Hz，在1kHz以下时不低于1600 nV/√Hz。通过增加一个外部晶体管和简单的RC低通滤波器，可将图1所示电路的电源噪声降低46dB，并且在200Hz处能够获得7 nV/√Hz的噪声电平。
RC滤波器和晶体管连接到电压调节反馈环路，LDO的输出电压(3.3V)由R1、R2分压电阻取样后通过第6引脚送入内部误差放大器，误差放大器将取样电压与内部基准电压进行比较，输出电压直接驱动Q1，从而实现稳压输出。RC网络可以滤除LDO的输出噪声，在Q1的基极获得非常干净的电压，输出低噪声3.3V。
RC低通滤波器的
截止频率通过公式
计算，频率高于fc时提供20dB/十倍频程的衰减，使噪声降至噪底。Q1最好选择高增益的NPN双极型三极管，这样可以使基极保持较低电流，从而允许选择较大的R和较小的C。达林顿管可以提供高增益，但同时具有较高的VBE电压，增大了输入、输出之间的压差。具有较高Early电压的晶体管有助于抑制输入端的源噪声。
截止频率设置过低会降低稳压器的响应速度，使瞬态响应时间远远高于原来的LDO，所以，图1电路在没有瞬态变化的稳定直流负载下能够很好地工作。高于截止频率的任何负载瞬变成分都会导致稳压器输出端产生瞬变。使用较大的输出电容(COUT)可以抑制负载瞬变产生的噪声。
电阻R1限制了流入基极的最大电流，负载的任何变化都要求基极电流做出响应，以稳定输出电压。受限制的基极电流响应速度大大降低了稳压器对瞬变负载的响应速度。MAX1857的RDS(on)约为0.24Ω，假定VIN = 5 V，基极到地的电压为4V，则在最糟糕的情况下在10kΩ的基极电阻上会有1V压降，流入基极的最大电流为0.1mA。基极电流乘以RDS(on)等于24mV(通过LDO后的压降)，可以在上述计算中忽略不计。使用图1简单的RC滤波器时，在200Hz条件下，测量仪表的噪底约为7 nV/√Hz，与未加RC滤波器时2000 nV/√Hz的噪底相比降低了46dB。
许多LDO的噪声电压远远低于MAX1857，例如，MAX8887允许设计者增加一个外部电容，对内部基准电压进行旁路，可有效降低输出电压噪声。然而，有些设备中的超低噪声振荡器要求更低的噪声电平，为了降低噪声电平，可以采用多个低噪声元件和滤波器，使输出噪声电平低至6nV/√Hz，如图2所示，该电路能够快速响应负载瞬变，与图1相比具有较高的瞬变负载响应速度。
图2中，电压基准源（U1）具有超低输出噪声，利用R1、C1低通滤波器可显著抑制0.16Hz截止频率（f3dB）以上的噪声。经过滤波的基准电压送入误差放大器（U2）的反相端，通过一个P沟道功率MOSFET（M1）以及反馈电阻R2、R3调节输出电压。误差放大器的电流噪声（0.5 fA/√Hz）与电压噪声相比可忽略不计。然而，基准噪声和运放的电压噪声级联相加后，作用到MOSFET M1的输入。
RC网络仅仅滤除了基准源的噪声，而基准源不在反馈环路内，这就使其具有比图1更快的瞬态响应。该电路是两种方案之间的一种折衷，图1电路在低频情况下具有较低噪声，而图2电路具有较快的环路响应。具体电路的选择应建立在最终应用的需求基础上。
这个低噪声稳压器的噪声密度与频率的对应关系：1kHz时的噪声电平为6 nV/√Hz，噪声比传统LDO降低38dB。典型LDO具有较高的噪声密度：MAX8887低噪声LDO在1kHz下的噪声密度为500 nV/√Hz。
选择前馈电路
简单的前馈消噪声技术可将电源噪声降低26dB以上，并可获得输入与输出低压差和高效率。在前馈消噪声方案中，噪声电压通过交流耦合到压控电流源的输入端(图3a)。噪声电压调制电流源(gm×VIN)，从而使在Rs上的电阻压降抵消输入噪声电压。
此例中的前馈电路在低频范围与图1、图2相比可提供更好的结果，特别适合音频带宽。该电路仅仅用于噪声抑制，不包含电压调整环路，不会影响调整器特性。它可以用在开关电源后面，而不仅仅是图1、图2所示用在线性稳压器的后面。
压控电流源类似于MOSFET或双极型晶体管的PI小信号模型，晶体管有时用在前馈消噪声电路中，但由于器件之间的参数离散性较大，实际应用中还需要对分立晶