过电压比较器IC3C的输出与IC3B的输出进行“或”运算。在过电压情况下，IC3C输出变为OV，使IC4中LED电流达到最大值，占空比减小到零，直到输出电压降至过电压限制电平以下。
IC3D被配置成差分放大器，用于感测DC输出电流，提供一个经二极管进行“或”运算的信号进入反馈分压器。过载电流限制被设置在满载的125％，即(P0/U0)1.25=(90/48)×1.25=2.34A。电阻R31和R32用作感测输出电流，R29、R30用作设置电流感测放大器增益。放大器增益为：
G=(R29/R30)+1=(3kΩ/0.3kΩ)+1=11
放大器输入电压为：2.34A×(R31+R32)=2.34×0.14Ω=0.33V。差分放大器输出电压为：0.33V×G=0.33V×11=3.63V。
当输出负载电流增加时，电流感测放大器输出也相应增加。当放大器输出电压与_二极管D12的电压降之差值高于2.5V时，误差放大器IC3B反相输入端上的电压被拉高，IC3B输出电压降低，IC4中LED电流增大，lC4中晶体管电流相应增加，NCPl65l脚8上的电压降低，占空比减小，从而实现限流过载保护。
2.2 主要元件的选择
在功率元器件选择时，需要考虑初级侧电流。当变换器在CCM工作时，电流波形如图3所示。
在MOSFET(S1)导通期间，电流在初级侧流动。在MOSFET关断期间，电流在次级侧流动。
2.2.2 变压器的选择
变压器T1是反激变换器中的关键元件。变压器初级与次级绕组之间的匝数比n=Np/Ns，直接影响初级侧的电压值。为了减小漏感产生的尖峰脉冲电压，应尽可能降低变压器漏感。
为了减小输出反射到初级的电压，选择匝数比n=4，初级Np=76匝，次级Ns=19匝。
为了减小漏感．选择TDK SRW42EC-U04H1/4宽窗口磁心，以减少绕组层数。同时，为了增强耦合，初级与次级绕组交错是有利的。具体绕制方法是：先绕初级的45匝(一层)，接着绕次级19匝，然后再绕初级剩下的3l匝。按该法绕制，漏感仅为9μH。初级绕组的电感值Lp=1 mH。
如果把76匝初级绕组分两层绕完后再绕次级绕组19匝，漏感值将增加到37μH。
2.2.3 功率MOSFET(S1)的选择
MOSFET的选择，首先应确定其额定值电压(VDS)。在MOSFET关断期间，漏极与源极之间的峰值电压为：
式中：Uin(max)=265V；
Uf为次级整流二极管(D5)的导通压降，Uf=0．7V；
Uspke为漏感产牛的尖峰脉冲电压，选择
Uspike=130V，有足够的安全余量。
将已知数据代入式(4)得：
S1可选择SPAlIN80C3型N沟道MOSFET，其额定电压UDS=800V，额定电流ID=11A，导通态电阻RDS(on)=4．5Ω。
2.2.4 输出电容器的选择
输出电容Co值由式(5)确定：
式中：TH为所需保持时间，即AC线路的周期时间，TH=1／50Hz=O．02s；
Uo(min)为最小输出电压，选择Uo(min)=33V。
将相关数据代入式(5)得：
Co用两个1500μF/63V的电容并联而成，即在图2中，C22=C23=1500μF。
2．2．5 电流感测电阻R5的选择
电流感测电阻R5的计算公式是：
电路中其它元件，可根据NCPl65l的芯片电路组成和电气参数确定其数值。
3 结语
基于单级PFC控制器NCPl651的90W通用输入反激式变换器，仪需用一个功率开关和较少量的元件，就能获得高输入功率因数和低输入电流THD。在115V的AC输入电压和满载下，变换器PF=O．998，THD=3．12％；在230V的AC输入和满载下，PF=O．97l，THD=6．8%。从85V到230V的AC输入和从无载到满载变化时，输出电压调节率小于O．02％，输出电压纹波仅为2VP-P。NCPl651为设计分布式电源获得单级PFC和步降变换，提供了行之有效的创新方案。